详细的反激式开关电源EMC调试设计方案

2024-01-02

1.1、反激式(Fly back) 开关电源工作原理

返驰式(Fly back)转换器又称单端反激式,或称〝Buck-Boost〞转换器。因其输出端是在原边MOS管关断时获取能量,故而得名。

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工作原理:

工作过程分为两个阶段:原边MOS管ON期间和OFF期间。MOS管开通期间:Vin电压

加在变压器初级绕组上,此时变压器储能;次级整流二极管因承受反向电压而截止,电容C放电提供能量给负载。

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MOS管关断期间:变压器初级绕组电压改变,初级绕组储存的能量释放到次级绕组,次级整流二极管导通,给电容C充电的同时提供能量给负载。    

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1.2、反激式(Fly back)开关电源工作电流模式

如果按照反激式变压器在开关周期内的能量存储状态区分,则其基本工作模式可分为三种:电流连续模式(CCM)、电流断续模式(DCM)及电流临界模式(BCM),这三种模式中BCM模式其实为CCM模式与DCM模式特殊形态。

BCM模式:若在每个开关周期开始或结束时,反激变压器原边励磁电感所储存的能量刚好释放到0(对应的其内部的最小磁通也刚好为0),那么此时电源工作在BCM模式下。

CCM模式:若在每个开关周期开始或结束时,反激变压器原边励磁电感中最小磁通不为0,那么电源工作在CCM模式下,此时反激变压器励磁电感还有残余能量储存;从电流波形上来看,励磁电感中持续有电流流过,即反激变压器励磁电感中磁通持续存在,采用CCM模式可以有效降低开关管的电流应力,但需要较大的电感量。

DCM模式:若在每个开关周期开始或结束时,反激变压器原边励磁电感中最小磁通已经为0,那么电源工作在DCM模式下,此时反激变压器励磁电感储存的能量完全释放掉;从电流波形上来看,励磁电感中有一定时间内无电流流过,即反激变压器励磁电感中磁通在一定时间内消失,只有反激变压器原边漏感中存在磁通,励磁电感失去箝位作用,励磁电感感量与开关管D-S极间电容会产生LC振荡,振荡频率由励磁电感感量与开关MOS管D-S极电容共同决定。    

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断续模式(DCM)原边电流/电压波形

1.3、反激式(Fly back) 开关电源EMI干扰源分析

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反激MOS管D极电压波形与D-S极电流波形

1.3.1、变压器漏感产生的电压尖峰与振荡

反激式架构开关电源EMI效果相对较差,尤其(断续模式)情形,反激MOS管在开通、关断时具有很宽的频谱份量,开关频率及谐波本身就是较强的干扰源。

在没有RCD吸收电路的情况下,反激MOS管关断,副边整流二极管导通时,原边的励磁电感被箝位,原边漏感LEP的能量通过MOS管寄生电容CDS进行放电,主放电回路为LEP -CDS -RS-大电解-LEP,此时产生振荡的频率为:    

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其初始的振荡峰值决定于振荡电路的Q值,Q值越大,峰值就越大,Q值小,则峰值小。为了减小峰值,可减小变压器的漏感LEP,加大CDS 和电路的阻抗R,而加入Snubber电路是极有效之方法。

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1.3.2、励磁电感产生的振荡

反激式MOS管关断,副边二极管由通转向关断,原边励磁电感被释放,CDS和原边电感的杂散电容为并联状态,再和原边电感LP(励磁电感+漏感之和)发生振荡,放电回路同样为LEP -CDS -RS-大电解-LEP,振荡频率为:

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1.3.3、次级整流二极管开关噪声

整流二极管导通、关断时,具有很宽的频谱含量,开关频率及其谐波本身就是较强的干扰源。原边反激MOS管导通,次级整流二极管关断时,副边励磁电感被钳制,副边漏感LES和二极管杂散电容CJ发生振荡,其振荡频率为:

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反激式MOS管关断,副边二极管由通转向关断,原边励磁电感被释放,CDS和原边电感的杂散电容为并联状态,再和原边电感LP(励磁电感+漏感之和)产生的振荡噪声,通过变压器耦合到次级,形成共模电流环路。    

1.3.4、电流环路噪声

原边MOS管开关回路:

开关回路主要由原边MOS管与变压器励磁电感组成,开关管与其散热片、金属外壳和电源内部布线间分布电容,产生的du/dt具有较大幅度的脉冲,频带较宽而且谐波丰富。开关管初级负载为变压器初级线圈,是感性负载。

当开关管关断时,变压器初级线圈产生了反电动势E=Ldi/dt,其值与MOS管漏极的电流变化率成正比,与漏感成正比。由漏感产生的电压尖峰迭加在MOS管D极关断电压上,导致传导问题和辐射问题。

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变压器漏感产生的电压振铃波形

次级整流回路:

次级输出整流二极管截止时有一个反向电流,恢复到零点的时间与结电容等因素相关。它会在变压器漏感和其它分布参数的影响下产生很大的电流变化di/dt,引起较强的高频干扰,频率可达几十MHz,甚至百MHz,导致严重的辐射问题。

1.4、反激式(Fly back) 开关电源电流环路分析

1.4.1、原边MOS管开通电流环路:

原边MOS管Ton期间,电流环路路径:大电解正极→变压器线圈输入→变压器线圈输出→开关MOS管→RENSE电阻→大电解负极。在原边MOS管Ton期间变压器原边线圈完成储能,开通环路如下图蓝色虚线所示。    

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1.4.2、原边RCD吸收电流环路:

原边MOS管Toff期间,由于变压器初级线圈电流瞬间不能突变,初级线圈产生反向电动势抑制其电流突变。为抑制励磁电感产生尖峰电压对开关MOS管的冲击,RCD吸收电路被广泛应用。

原边MOS管Toff期间,RCD吸收电流环路路径:变压器初级线圈的输出引脚→二极管→串联电阻→串联电容→变压器初级线圈的输入引脚。原边MOS管Ton期间,通过并联在RC两端的电阻给电容放电,RCD吸收环路如下图黄色虚线部分所示。

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1.4.3、原边RC吸收电流环路:

原边MOS管Toff瞬间,D极产生很高的开关电压尖峰,当开关电压尖峰超过MOS管电压硬力时,MOS管会因过电压硬力击穿损坏,MOS管动态dv/dt也是产生EMI问题的原因之一。RC吸收环路:MOS管D极→电容→电阻→MOS管S极,RCD吸收环路如下图绿色的虚线部分所示。    

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1.4.4、原副边高频耦合环路:

从理论上讲反激变压器可以隔离初次级之间的耦合,实际上由于绕组之间的寄生电容

的存在,以及原副边寄生电容的存在,初次级之间存在容性耦合。由于变压器漏感的存在,初次级线圈之间也存在互感,即感性耦合,初次级之间的高频耦合如红色虚线部分所示。

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1.4.5、次级电流环路分析:    

根据反激拓扑结构的工作原理可知,原边开关MOS管Toff期间,次级整流二极管导通,导通后电流环路如下图紫红色方框所示。而当原边开关MOS管Ton期间,次级整流二极管处于关断状态,其RC吸收环路如下图黑色方框部分所示。

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1.4.6、原边开关MOS管与散热片形成的寄生电流环路:

MOS管散热片接地前的共模电流路径:

开关MOS管的散热片悬空时,开关MOS管与其散热片之间的分布电容,散热片与参考地(PE地)之间的分布电容,串联起来构成高频电流环路。传导测试时,高频电流在机台接PE地线时流过LISN,被检测到。同时,高频电流路径也为高频噪声辐射提供了耦合路径。    

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MOS管散热片接地后的共模电流路径:

开关MOS管散热片接原边地时,散热片对PE参考地的分布电容被旁路,高频噪声被旁路回流到到原边MOS管的参考地,降低了传导测试时流过LISN上的高频电流。同时也缩小了高频电流的环路面积,降低了其高频噪声的空间辐射能力。

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MOS管散热片接地优化设计:

开关MOS管散热片接原边地,解决了高频电流流过LISN的问题,同时也降低了散热片对PE参考地之间的电场,可以有效改善传导与辐射性能。由于散热片本体寄生电感,造成散热片接地后的电位差,形成新的电流环路,辐射能力受环路面积,及环路阻尼的影响;散热片接地到原边地之间的PCB布线寄生电感,散热片和MOS管之间分布电容形成的引起寄生LC振荡,都可以通过优化散热片接地设计解决,即散热片通过串联电阻后接地。    

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